反激式(Flyback)变压器，或称转换器、变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。

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概述英文名称：FlybackTransformer，FlybackConverter.优点反激式变压器的优点有:1.电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2.转换效率高,损失小.3.变压器匝数比值较小.4.输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.缺点反激式变压器的缺点有:1.输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2.转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3.变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.

基本原理和工作方式

基本原理当开关晶体管Trton时,变压器初级Np有电流Ip,并将能量储存于其中(E=LpIp/2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Troff时,由楞次定律:(e=-N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形导通时间ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vcemax=VIN/1-DmaxVIN:输入直流电压;Dmax:工作周期Dmax=ton/T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax=0.4,以限制Vcemax≦2.2VIN.开关管Tron时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为:Ic=Ip=IL/n.因IL=Io,故当Io一定时,匝比n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等NpIp=NsIs而导出.Ip亦可用下列方法表示:Ic=Ip=2Po/(η*VIN*Dmax)η:转换器的效率公式导出如下:输出功率:Po=LIp2η/2T输入电压:VIN=Ldi/dt设di=Ip,且1/dt=f/Dmax,则:VIN=LIpf/Dmax或Lp=VIN*Dmax/Ipf则Po又可表示为:Po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp∴Ip=2Po/ηVINDmax上列公式中:VIN:最小直流输入电压(V)Dmax:导通占空比Lp:变压器初级电感(mH)Ip:变压器原边峰值电流(A)f:转换频率(KHZ)工作方式反激式变压器一般工作于两种工作方式:1.电感电流不连续模式DCM(DiscontinuousInductorCurrentMode)或称"完全能量转换":ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期(toff)中都转移到输出端.2.电感电流连续模式CCM(ContinuousInductorCurrentMode)或称"不完全能量转换":储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM/CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM/CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数"右半平面零点"引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的.DCM/CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM/CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM/CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数"右半平面零点"引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Trton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(windinglose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别(CCM时Ip=Imax-Imin).

设计

FLYBACK变压器设计之考量因素1.储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIRGAP,使磁化曲线向H轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve:磁芯和气隙的有效体积.orP=1/2Lp(Imax2-Imin2)式中Imax,Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIRGAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的.当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值;直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置.ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大.如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.反激式变压器设计步骤例如：输入电压:AC90-264V输出电压:19V输出电流:3.16A输出功率:60W频率:70KStep1.选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTERDESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用FerriteCore,以TDK之PC40orPC44为优选,对比TDKDATABOOK,可知PC44材质单位密度相关参数如下:μi=2400±25%Pvc=300KW/m2@100KHZ,100℃Bs=390mTBr=60mT@100℃Tc=215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应,此例以低△B设计.选△B=60%Bm,即△B=0.6*(390-60)=198mT≒0.2TStep2确定CoreSize和Type.1>求coreAP以确定sizeAP=AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)=[(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2)=0.59cm4式中Pt=Po/η+Po传递功率;J:电流密度A/cm2(300~500);Ku:绕组系数0.2~0.5.2>形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN,EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定,结合上述原则,查阅TDK之DATABOOK,可知RM10,LP32/13,EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13PC44,其参数如下:Ae=70.3mm2Aw=125.3mm2AL=2630±25%le=64.0mmAP=0.88cm4Ve=4498mm3Pt=164W(forward)Step3估算临界电流IOB(DCM/CCMBOUNDARY)本例以IL达80%Iomax时为临界点设计变压器.即:IOB=80%*Io(max)=0.8*3.16=2.528AStep4求匝数比nn=[VIN(min)/(Vo+Vf)]*[Dmax/(1-Dmax)]VIN(min)=90*√2-20=107V=[107/(19+0.6)]*[0.5/(1-0.5)]=5.5≒6匝比n可取5或6,在此取6以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECKDmax:Dmax=n(Vo+Vf)/[VINmin+n(Vo+Vf)]=6*(19+0.6)/[107+6*(19+0.6)]=0.52Step5求CCM/DCM临ΔISB=2IOB/(1-Dmax)=2*2.528/(1-0.52)=10.533Step6计算次级电感Ls及原边电感LpLs=(Vo+Vf)(1-Dmax)*Ts/ΔISB=(19+0.6)*(1-0.52)*(1/70000)/10=12.76uHLp=n*n*Ls=6*6*12.76=459.4uH≒460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max)=(2ΔIs+ΔISB)*(1-Dmax)/2ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)-(ΔISB/2)ΔIsp=ΔISB+ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)+(ΔISB/2)=3.16/(1-0.52)+10.533/2=11.85AStep8求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp=ΔIsp/n=11.85/6=1.975AStep9确定Np、Ns1>NpNp=Lp*ΔIpp/(ΔB*Ae)=460*1.975/(0.2*70.3)=64.6Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np=60TsORNp=66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np=60Ts.2>NsNs=Np/n=60/6=10Ts3>Nvcc求每匝伏特数VaVa=(Vo+Vf)/Ns=(19+0.6)/10=1.96V/Ts∴Nvcc=(Vcc+Vf)/Va=(12+1)/1.96=6.6Step10计算AIRGAPlg=Np2*μo*Ae/Lp=602*4*3.14*10-7*70.3/0.46=0.69mmStep11计算线径dw1>dwpAwp=Iprms/JIprms=Po/η/VIN(min)=60/0.83/107=0.676AAwp=0.676/4J取4A/mm2or5A/mm2=0.1(取Φ0.35mm*2)2>dwsAws=Io/J=3.16/4(Φ1.0mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4,Φ0.4之Aw=0.126mm2,则0.79(即Ns采用Φ0.4*6)3>dwvccAwvcc=Iv/J=0.1/4上述绕组线径均以4A/mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4>估算铜窗占有率.0.4Aw≧Np*rp*π(1/2dwp)2+Ns*rs*π(1/2dws)2+Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧11.54+7.54+0.178=19.260.4*125.3=50.1250.12>19.26OKStep12估算损耗、温升求出各绕组之线长.求出各绕组之RDC和Rac@100℃求各绕组之损耗功率加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如:Np=60Ts,LP32/13BOBBIN绕线平均匝长4.33cm则INP=60*4.33=259.8cmNs=10Ts则INS=10*4.33=43.3cmNvcc=7Ts则INvc=7*4.33=30.31cm查线阻表可知:Φ0.35mmWIRERDC=0.00268Ω/cm@100℃Φ0.40mmWIRERDC=0.00203Ω/cm@100℃Φ0.18mmWIRERDC=0.0106Ω/cm@100℃R@100℃=1.4*R@20℃求副边各电流值.已知Io=3.16A.副边平均峰值电流:Ispa=Io/(1-Dmax)=3.16/(1-0.52)=6.583A副边直流有效电流:Isrms=√〔(1-Dmax)*I2spa〕=√(1-0.52)*6.5832=4.56A副边交流有效电流:Isac=√(I2srms-Io2)=√(4.562-3.162)=3.29A求原边各电流值:∵Np*Ip=Ns*Is原边平均峰值电流:Ippa=Ispa/n=6.58/6=1.097A原边直流有效电流:Iprms=Dmax*Ippa=1.097*0.52=0.57A原边交流有效电流:Ipac=√D*I2ppa=1.097*√0.52=0.79A求各绕组交、直流电阻.原边:RPDC=(lNp*0.00268)/2=0.348ΩRpac=1.6RPDC=0.557Ω副边:RSDC=(lNS*0.00203)/6=0.0146ΩRsac=1.6RSDC=0.0243ΩVcc绕组:RDC=30.31*0.0106=0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损:PSDC=Io2RSDC=3.162*0.0146=0.146W交流损:Psac=I2sac*Rsac=3.292*0.0234=0.253WTotal:Ps=0.146+0.253=0.399W原边直流损:PPDC=Irms2RPDC=0.572*0.348=0.113W交流损:Ppac=I2pac*Rpac=0.792*0.557=0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小)TotalPp=0.461W总的线圈损耗:Pcu=Pc+Pp=0.399+0.461=0.86W2>计算铁损PFe查TDKDATABOOK可知PC44材之△B=0.2T时,Pv=0.025W/cm2LP32/13之Ve=4.498cm3PFe=Pv*Ve=0.025*4.498=0.112WPtotal=Pcu+PFe=0.6+0.112=0.972W估算温升△t依经验公式△t=23.5PΣ/√Ap=23.5*0.972/√0.88=24.3℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13结构设计查LP32/13BOBBIN之绕线幅宽为21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下:

Np#13.2/3.22--AΦ0.35*2301LSHI#23.2/3.2SHI-42mils*1213LNs#33.2/3.28.9-6.7Φ0.4*6103LSHI#43.2/3.2SHI-42mils*1211LNp#53.2/3.2A--1Φ0.35*2301LNvcc#63.2/3.23--4Φ0.1872L#7连结两A点2L